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合成孔径雷达(Synthetic Aperture Radar, SAR)是主动式微波成像雷达，能全天候、全天时、实时获取大地域的地面图像，具有一定的植被和地面穿透能力，对资源勘察和军事侦察有重大意义，已广泛应用于民用和军事领域。现代战争中，电子干扰已大范围普及，对SAR的欺骗干扰可以在没有目标区域产生虚假目标，使SAR判断失误，从而掩护真实目标[1–3]。为了使SAR能够真正应用于军事领域，对SAR的抗欺骗干扰研究在当前是必要的和紧迫的。从干扰性质上来分，合成孔径雷达干扰主要分为压制性干扰和欺骗性干扰。当前阶段，压制性干扰已有较好的对抗措施[4,5]，而欺骗干扰技术在信号处理增益上有着明显的优势，且针对SAR欺骗干扰的抗干扰措施还非常有限[6,7]，因此研究SAR的抗欺骗性干扰具有重大意义。
目前，国内外的学者针对SAR的抗欺骗性干扰问题开展了许多研究工作。文献[8]提出根据欺骗干扰回波和真实目标回波方向不同的原理，利用距离向多孔径，对接收回波使用距离向数字波束形成(Digital Beam Forming, DBF)技术，通过谱估计得到欺骗干扰方向，然后计算加权系数，在干扰方向形成零陷，实现空域滤波，从而达到抗欺骗干扰的目的，但此方法要求系统有足够高的自由度和角分辨精度，天线设计难度较大，系统复杂度较高。文献[9]提出利用脉冲随机相位波形调制技术来对抗有源假目标干扰，并提出一种称为“惩罚函数”的方法实现对有源假目标干扰抑制。该方法实质上属于脉冲捷变体制的抗干扰方法，要求在发射信号带宽不变的前提下，对每个发射信号波形都要进行不同的调制操作，增加了信号调制和收发的难度，同时也大大增加了成像处理的复杂性，在现阶段实施起来有相当难度。文献[10]中提出一种新的脉内混沌调相-脉间随机编码的超混沌信号，增强抗欺骗干扰的能力。但实际工程中，混沌信号产生困难，对分布目标成像效果差，在一定程度上牺牲了SAR的成像性能。文献[11]中提出利用双孔径天线获取的两幅合成孔径雷达图像的相位差来检测欺骗干扰的新方法，但是该方法只利用了交轨干涉对欺骗干扰目标进行检测并消除，但消除效果有限。文献[12]中分析了双通道对消抑制合成孔径雷达欺骗干扰带来的真实目标的损失问题，并给出了目标损失函数和参数分析，这也正是双通道抗干扰所存在的缺陷。文献[13]中提出使用小卫星分布式合成孔径雷达系统的多通道干扰抑制技术实现抗干扰。但是该方法需要多颗卫星，保持星间同步，同时需要对编队构形优化，系统代价较大。文献[14]提出利用真假目标时频分布不同实现抗欺骗干扰目标重建，并能够实现对目标形状的提取，但当虚假目标与真实目标相距较近时，该方法不能有效抗干扰。
根据收发端的天线数目，可将雷达系统分成单发单收、单发多收及多发多收体制。随着天线数目的增加，系统自由度逐步提高，雷达性能稳健增长。然而，受平台尺寸与功率孔径积限制，不能单纯依靠提高接收天线数目来提升雷达的性能。在此背景之下，MIMO-SAR就是一种通过多发射天线多接收天线来获取丰富系统自由度的先进合成孔径雷达系统，它使用多个孔径同时发射信号，多个孔径接收回波，极大地提高了系统自由度[15]，是当前SAR领域研究的热点，其在抗干扰问题上也具有相应的潜力。本文针对MIMO-SAR和欺骗干扰的特征，提出先分别获取不同干涉情况下的相位差并判别是否有欺骗干扰，然后进行相位补偿后相干积累，从而对干扰目标进行抑制，实现抗欺骗干扰的目的。
本文的结构安排如下：第2节主要介绍MIMO-SAR抗欺骗干扰模型和算法原理，第3节为仿真实验验证，第4节对本文内容作总结。
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本文所提MIMO-SAR系统为4发4收系统，发射4路信号，先构建一个发射矩阵如式(1)所示
$$ \begin{aligned} {\rm {}}&\left[ {\begin{array}{*{20}{c}} s&{s{{\rm e}^{{\rm j}\displaystyle\scriptsize\frac{{0.1}}{2}{{π}}}}}&{s{{\rm e}^{{\rm j}\displaystyle\scriptsize\frac{{0.2}}{2}{{π}}}}}&{s{{\rm e}^{{\rm j}\displaystyle\scriptsize\frac{{0.3}}{2}{{π}}}}}\\ s&{s{{\rm e}^{{\rm j}\displaystyle\scriptsize\frac{{1.1}}{2}{{π}}}}}&{s{{\rm e}^{{\rm j}\displaystyle\scriptsize\frac{{1.2}}{2}{{π}}}}}&{s{{\rm e}^{{\rm j}\displaystyle\scriptsize\frac{{1.3}}{2}{{π}}}}}\\ s&{s{{\rm e}^{{\rm j}\displaystyle\scriptsize\frac{{2.1}}{2}{{π}}}}}&{s{{\rm e}^{{\rm j}\displaystyle\scriptsize\frac{{2.2}}{2}{{π}}}}}&{s{{\rm e}^{{\rm j}\displaystyle\scriptsize\frac{{2.3}}{2}{{π}}}}}\\ s&{s{{\rm e}^{{\rm j}\displaystyle\scriptsize\frac{{3.1}}{2}{{π}}}}}&{s{{\rm e}^{{\rm j}\displaystyle\scriptsize\frac{{3.2}}{2}{{π}}}}}&{s{{\rm e}^{{\rm j}\displaystyle\scriptsize\frac{{3.3}}{2}{{π}}}}} \end{array}} \right],\\ {\rm {}}&\; s(\tau ) = \exp ({\rm j}2{{π}}{f_0}\tau )\exp \left({\rm j}{{π}}{K_r}{\tau ^2}\right)g(\tau ) \end{aligned} $$ (1) 其中，
${f_0}$ 为发射信号载频，${K_{\rm r}}$ 为信号的线性调频率，$g(\tau )$ 为门函数，$\tau $ 为快时间。则这4路发射信号分别为
$$\left. \begin{aligned} {\rm {}}& {s_1}\!\!'\,(\tau ,\eta ) = \omega (\eta ) s(\tau ) \\ {\rm {}}& {s_2}\!\!'\,(\tau ,\eta ) = \omega (\eta ) s(\tau ) \exp ({\rm j}2{{π}}{f\!_{\rm ac}}\eta ) \\ {\rm {}}& {s_3}\!\!'\,(\tau ,\eta ) = \omega (\eta ) s(\tau ) \exp ({\rm j}4{{π}}{f\!_{\rm ac}}\eta ) \\ {\rm {}} & {s_4}\!\!'\,(\tau ,\eta ) = \omega (\eta ) s(\tau ) \exp ({\rm j}6{{π}}{f\!_{\rm ac}}\eta ) \\ \end{aligned} \right\} $$ (2) 其中，
$\omega (\eta )$ 为方位包络，${f\! _{\rm ac}}$ 为第2路发射信号的多普勒载频，$\eta $ 为慢时间，且有如式(3)所示关系$$ {f\!_{\rm ac}} = \frac{{{\rm{PRF}}}}{4} $$ (3) 因此，第n个接收天线的回波可表示为
$$ \begin{aligned} {r_n}(\tau ,\eta ) = & {s_1}\!\!'\,(\tau ,\eta ) \otimes {h_{1,n}}(\tau ,\eta ) + {s_2}\!\!'\,(\tau ,\eta ) \otimes {h_{2,n}}(\tau ,\eta ) \\ {\rm {}}& + {s_3}\!\!'\,(\tau ,\eta ) \otimes {h_{3,n}}(\tau ,\eta ) +{s_4}\!\!'\,(\tau ,\eta ) \otimes {h_{4,n}}(\tau ,\eta ) \end{aligned} $$ (4)
将式(4)变换至距离-多普勒域，可得
$$ \begin{aligned} {R_n}(\tau ,\eta ) \!= \! & s(\tau ) W({f\!_{\rm a}}) {H_{1,n}}(\tau ,\eta \!) \!+ \! s(\tau ) W({f\!_{\rm a}} \!- \! {f\!_{\rm ac}}) \\ {\rm {}} &\cdot {H_{2,n}}(\tau ,\eta ) \!+ \! s(\tau ) W({f\!_{\rm a}} \!- \! 2{f\!_{\rm ac}} \!) {H_{3,n}}(\tau ,\eta ) \\ {\rm {}} & + s(\tau ) W({f\!_{\rm a}} - 3{f\!_{\rm ac}}) {H_{4,n}}(\tau ,\eta ) \end{aligned} $$ (5) 由式(5)可见，来自于不同发射天线的信号在距离多普勒域中处于不同的多普勒频率中心(见图1)，因此可在距离多普勒域中采用带通滤波方法，有效分离多路发射天线的信号。
A Two-dimensional Mixed Baseline Method Based on MIMO-SAR for Countering Deceptive Jamming
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摘要: 针对距离延时和方位多普勒频率调制两类合成孔径雷达(SAR)欺骗干扰问题，该文提出一种基于多输入多输出合成孔径雷达(MIMO-SAR)的2维混合基线抗欺骗干扰方法。该方法采用基于MIMO-SAR的相位编码方案，使得多通道信号正交，利用多维相位信息识别欺骗干扰，通过相位补偿抑制干扰目标，从而提升雷达抗欺骗干扰能力。该文采用雷达抗干扰改善因子进行定量效果评估，在平台空间受限的条件下，该文方法比传统单发多收系统的雷达抗干扰改善因子提升3倍。仿真实验结果证明了该方法的有效性与正确性。
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关键词:
- 抗欺骗干扰 /
- 多输入多输出合成孔径雷达 /
- 相位补偿 /
- 雷达抗干扰改善因子
Abstract: A novel approach using two-dimensional mixed baseline based on Multi-Input Multi-Output Synthetic Aperture Radar (MIMO-SAR) has been proposed for range delay and azimuth Doppler frequency modulation used in deceptive jamming. Based on MIMO-SAR phase coding method, which makes the multi-channel signal orthogonal, we propose the detection of deceptive jamming phenomenon by employing multi-dimensional phase information, and suppress the jamming targets via phase compensation to improve the ability of countering deceptive jamming. Moreover, we utilize radar anti-jamming improvement factor as a quantitative evaluating index. In the limited platform space, the radar anti-jamming improvement factor of the proposed method is three times greater than that of conventional single-input multi-output systems. Experimental results demonstrate the validity of our method. -
表 1 仿真参数
Table 1. Simulation parameters
参数 数值 景中心斜距(km) 1.414 雷达有效速度(m/s) 150 发射脉冲时宽(μs) 2.5 距离调频率(Hz/s) 20 × 1012 雷达工作频率(GHz) 5.3 多普勒带宽(Hz) 80 距离采样率(MHz) 60 方位采样率(Hz) 400 回波信噪比(dB) 10 距离基线长度(m) 4 方位基线长度(m) 2 
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表 2 9点目标交轨干涉相位
Table 2. Cross-track interference phase of nine-point target
相位(rad) 第1列 第2列 第3列 第1行 0.1348 0.1370 0.1423 第2行 0.1360 0.1390 0.1407 第3行 0.1379 0.1370 0.1425
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表 3 9点目标顺轨干涉相位
Table 3. Along-track interference phase of nine-point target
相位(rad) 第1列 第2列 第3列 第1行 3.085 3.085 3.085 第2行 0 0 0 第3行 –3.085 –3.086 –3.086
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图(14) / 表 (3)
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